磁悬浮列车的电流型控制辅助电源设计
摘 要 介绍了电流型控制方法的基本原理和特点, 分析了斜坡补偿的必要性及方法。通过磁悬浮列车辅助电源的设计实例, 着重分析了斜坡补偿电路和MO SFET 栅极驱动电路, 并对误差放大器补偿网络进行了优化设计。
前言[1 ]
开关电源需要对被控输出变量采用闭环控制, 以使系统对输入电压变化或负载电流变化能及时调节, 并具有期望的动态响应。传统的开关电源大都采用电压型控制, 即只对输出电压采样, 并作为反馈信号实现闭环控制, 以稳定输出电压。在其控制过程中, 电感电流未参与控制, 是独立变量, 开关变换器为二阶系统, 有两个状态变量, 即输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电流。二阶系统是一个有条件的稳定系统, 只有对误差放大器补偿网络进行精心设计和计算, 才能保证系统稳定工作。由于开关电源的电流都要流经电感, 将使滤波电容上的电压信号对电流信号产生90°延迟。因此, 仅采用采样输出电压的办法, 其稳压响应速度慢, 稳定性差, 甚至在大信号变化时会产生振荡, 从而损坏功率器件。
采用电流型控制的开关电源是一个双闭环控制系统, 针对电压型控制的缺点, 电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈, 又增加了电感电流反馈, 而且这个电流反馈就作为PWM 控制变换器的斜坡函数, 从而不再需要锯齿波发生器, 使系统的性能具有明显的优越性。由于反馈电感电流的变化率di.dt 直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化, 电感电流的平均值正比于负载电流。电压反馈回路中, 误差放大器的输出作为电流给定信号, 与反馈的电感电流比较, 直接控制功率开关通断的占空比, 使功率开关的峰值电流受电流给定信号的控制。
电流型控制方法的特点如下:
(1) 系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性;
(2) 很高的输出电压精度;
(3) 具有内在对功率开关电流的控制能力;
(4) 良好的并联运行能力。
目前, 随着电流型控制集成控制器的出现, 电流型控制技术越来越多地被应用于实际的设计当中。
虽然电流型控制较电压型控制有许多优点, 但是对于检测固定频率、峰值电流的变换器而言, 电流型控制仍然存在着一些不足, 主要表现在以下几点:
(1) 存在一定条件下抗干扰能力差的问题。如果电感电流上升率不够大, 电路的分布电容会引起开通电流尖峰, 可能会造成开关管突然关断, 造成次谐波振荡(Subharmon icO scillat ion)。在没有斜坡补偿情况下, 当占空比大于50% 时, 次谐波振荡将会发散, 造成系统的不稳定。
(2) 控制信号与开关管电流有关, 因此, 功率级电路的振荡会给控制环带来噪声。
(3) 电感峰值电流与平均输出电流有误差。电流控制模式采用斜坡补偿后, 上述部分问题都能得到满意的解决, 并且不影响其优势的发挥。
2 电流型控制变换器的斜坡补偿[2 ]
对于任何固定频率的电流型控制变换器, 当占空比超过50% 时, 不论电压反馈环的状态如何, 电流内环都是不稳定的。由于占空比不能取得很大, 对输入电压的限制就变得很严格。而加入斜坡补偿后, 对于任何占空比, 系统都可以稳定工作。
图1 为电流型控制变换器电感电流iL 的波形, iL 受到误差电压V c 的控制。如果在电感电流iL 上产生了扰动$ i0 , 当占空比D < 5 0% 时( 如图1 (a) 所示) , $i1 将逐渐减小, 即$ i1< $ i0; 当D > 50%
图1 扰动情况下电感电流波形时(如图1 (b) 所示) , $i1 将逐渐增大, 即$ i1> $ i0。给出相应的数学表达式:
$i1= - $ i0m 2m 1
(1) 式中 m 1——电感电流上升斜率; m 2——电感电流下降斜率。
此时, 引入一个斜坡补偿, 从误差电压减去这个补偿斜坡或将补偿斜坡加到电流波形上。于是, 有$ i1= - $i0 m 2+ mm 1+ m
(2) 由于要使系统在任何占空比下都能稳定工作, 必须满足$i1< $ i0。因此, 由D = 1 得补偿斜坡斜率:m > -12m 2
(3) 所以, 为了保证电流环稳定, 补偿斜坡的斜率m 必须大于电感电流下降斜率m 2 的一半(见图1 (c) )。
3 磁悬浮列车辅助电源设计实例
311 电路结构在设计磁悬浮列车辅助电源时, 采用反激式电流型控制变换器拓扑结构, 电路图见图2。
图2 反激式电流型控制辅助电源电路
电路主要参数为: 输入电压V in= 70～ 120 V; 输出电压V o= 5 V (A 组输出) , ±15 V (B、C 组输出) ; 最大占空比D = 0. 44; 开关管开关频率f s= 20 kHz; A 组输出滤波电感L 3= 100 LH; A 组输出滤波电容C11= 470 LF。
3. 2 高频变压器设计
在设计实例中, 高频变压器的计算是设计工作的核心。设计时, 要保证电源的调整率和对线圈的漏感要求, 还要对高频变压器的外形尺寸及成本进行综合考虑。
选择磁心材料为R2kB.M , E140.12 型磁心, R 2kB.M 材料的饱和磁感应强度B sa= 0. 48 T。为了使变压器工作在低磁损状态, 选工作最大磁通密度B max= 13B sa。
高频变压器设计参数为:
饱和磁感应强度B sa= 0. 48 T; 工作最大磁通密度B max= 13B sa= 0. 16 T; 磁心有效截面积A e= 1. 44 cm 2; 窗口面积A c= 31108 cm 2; 空气隙长度L g= 01103 cm; 变压器初级绕组L 1 匝数N 1= 96 匝; 自馈绕组L 2 匝数N 2= 21 匝; 5 V 直流输出绕组L 3 匝数N 3= 8 匝; ±15 V 直流输出绕组L 4、L 5 匝数N 4= N 5= 20 匝。
为了使变压器绕制完成后, 有很小的漏感, 采用分层绕制, 最内层为初级绕组线圈的一半, 并由抽头引出, 然后分别绕制次级各绕组线圈, 再将初级绕组的另一端由抽头处绕完。最外层为自馈绕组。
3. 3 斜坡补偿实现[ 3 ]
在电流型PWM 控制变换器U C3842 中, 误差电压(误差放大器的输出) 与原边电流经PWM 控制变换器比较, 产生控制电压。误差电压减去补偿斜坡的斜率或在PWM 控制变换器的原边检测电流输入端(p in3) 加上补偿斜坡斜率, 作用是相同的, 都是减小脉冲宽度, 即减小占空比。相比之下, 更为方便的办法是将补偿斜坡斜率加到PWM 控制变换器的电流输入端。在定时电容CT (p in4) 上可获得部分振荡波形, 将该振荡波形与原边电流电阻性地相加, 相加的结果输入到PWM 控制变换器的电流检测输入端。
当取斜率补偿量M = 0. 75, R 5= 330 8 时, 计算得R sl= 3. 2 k8。
3. 4 开关管栅极驱动电路[ 3 ]
为了防止由外部寄生参数引起的驱动电流振荡, 可以在PWM 控制变换器的U C3842 输出(p in6) 与MO SFET 栅极之间串入一个限流电阻, 以限制驱动电流的峰值。
在实际应用中, 电路寄生参数的影响非常重要。通常MO SFET 的源极电感与分布电感相比是很小的。即使印制电路板布局及走线非常考究, 走线引起的分布电感仍然不可忽略。为了消除分布电感引起的振荡, 可以采取以下措施:
①在印制电路板的设计中, 尽可能缩短PWM 控制变换器与开关管栅极之间走线的距离;
②加大限流电阻的阻值, 使振荡由欠阻尼振荡变为轻微的过阻尼振荡。但是, 这样做同时
